用于 PCB 設計的開關電源輸出濾波器：設計與仿真

開關電源有多種形式，如大功率臺式實驗室電源，或通過專用IC和無源元件嵌入PCB中。 這些系統旨在確保以最小的噪音向系統的其余部分提供穩定的直流電源。 它也是衰減整流器殘余紋波影響或消除輸入噪聲的理想選擇。 為了保持輸出無噪聲且穩定，可能需要使用輸出濾波器，這可以在 PCB 布局中使用無源元件來實現。

我展示了如何使用開關電源輸出濾波器來抑制輸出噪聲，以及如何使用一些仿真工具來優化濾波器設計以降低噪聲。 噪聲降低取決于輸出濾波器中的元件值和電路中的電感值。 作為示例，讓我們看一下降壓升壓轉換器拓撲，以了解如何實現開關電源的輸出濾波器。

啟動開關電源輸出濾波器的設計

DC/DC 轉換器（降壓/升壓或其他拓撲）上的輸出濾波器是低通濾波器。 雖然典型的方法是放置一個 pi 濾波器將交流噪聲轉移到地，但這可以像并聯電容器一樣簡單。 其原因在于，開關轉換器的作用是將AC-DC電源轉換產生的低頻紋波轉換為開關晶體管產生的高頻開關噪聲。 然后，輸出濾波器將消除濾波器輸出上的高頻開關噪聲，從而為負載提供干凈的直流電源。

最后，我們得到以下 PWM 參數：100 kHz 開關頻率、10 ns 上升時間、30% 占空比。 不要關注可提供特定功率輸出的 PWM 或無源值的允許范圍，而應關注可最大限度降低噪聲的濾波器元件值的范圍。

初始功率輸出

事實上，瞬態過沖取決于 PWM 占空比和 PWM 信號的上升時間。 在某些情況下，當轉換器在兩種電壓狀態之間切換時，即在兩個 PWM 頻率或占空比之間切換時，過沖可能高達負載電流的 50%。 這可能會產生大電流尖峰，從而損壞您的負載。

負載元件的值也會影響電路中的輸出紋波。 在下圖中，我展示了當負載電阻增加到 1 MOhm 時會發生什么，這對于模擬 CMOS 集成電路輸入阻抗來說是一個有用的值。 從這里，我們可以看到輸出上的真實紋波，它反映在負載電流中。

紋波負載為 1 MOhm。因此，我們希望衰減轉換器電路的響應，或者重新設計濾波器部分，以避免出現輸出過沖時出現此類問題。 一種選擇是通過添加一些阻力來直接添加一些阻尼。

添加阻尼阻力

解決瞬態響應不足問題的一種方法是在電容器C1和C2上添加一些阻尼。 為此，我向電容器 C1 和 C2 添加了 1 歐姆電阻器以提供一定的阻尼，并且我正在驅動 10 歐姆負載。 這將使瞬態響應非常接近臨界阻尼狀態，并在仿真開始時提供關閉和開啟狀態之間的平滑過渡。 如果改變 PWM 參數，兩個電源輸出狀態之間也會發生同樣的平滑轉換。 然而，如果電阻較高，瞬態響應會較慢。

這樣做的一個小問題是我們損失了少量的功率：流向負載的電流更少，并且輸出電壓略低。 一些功率會落在 RC 部分的電阻上，從而導致一些額外的損耗。 雖然電流很小，但輸出電流上會有一些輕微的殘留噪聲。

如果我們使用 1 MOhm 的負載，我們將得到相同的響應，但我們會在 C1+（串聯電阻）網絡上的電壓降中看到一些初始紋波。 這是一個很好的響應，因為紋波不會反映到輸出，但仍然存在相同的緩慢輸出電流上升。 如果您不需要通過反饋循環非常快速地調整，并且希望確保狀態之間的平滑轉移，則可以這樣做。

在繼續之前，我認為必須注意的是，雖然響應速度慢得多，但我們將在大約 3 ms 內退出~預期最終電流的 95%，這仍然是相當快的開啟時間。 僅出于比較目的，某些商用電源的額定總接通時間為 10 倍。 導通時間可能由其他組件（例如 PWM 驅動器）主導，特別是在反饋環路提供精確控制的情況下。 所以即使開放時間看起來很慢，我們仍然可以跑得足夠快。

這里的一種選擇是重新設計我們的開關電源輸出濾波器電路，而不增加電阻以產生類似的結果。

更改 C1、C2 和/或 L2

這里的另一個選擇是刪除電阻并更改 C1/C2 和 L2。 修改 C1 和 C2 的問題在于，當修改臨界阻尼條件時，輸出端的最終紋波將受到這些電容器值的影響。 產生臨界阻尼的條件是一個相當復雜的二次表達式，但直覺應該很清楚：

如果電容值太低，高頻振蕩會產生嚴重的阻尼響應不足。

如果電容值太高，我們的響應會非常慢，因為電容需要很長時間才能充電到所需的直流電平。

您可能想知道； 我們如何在 pi 濾波器中生成過沖瞬態響應？ 事實上，因為有多個電抗元件（2 個電感器和 2 個電容器），所以我們在組合傳遞函數中有 2 個具有多個極點的 LC 濾波器。 如果我們仔細觀察上面的結果，我們可以看到兩個瞬態響應是相互疊加的。 這些是來自 L1 和 C1（標準降壓升壓轉換器響應）的開關 LC 響應，以及來自 L2、C2 和負載電阻器的典型 RLC 響應。

同時調整 L2 和輸出電容器是獲得低輸出紋波的另一種方法。 在下圖中，我在模擬儀表板中創建了頻率掃描，以在一系列電感值之間移動。 在這里，我想限制驅動 10 歐姆負載時在較小元件中發現的實際電感。 為了確保我盡可能接近臨界阻尼，我將遍歷C1=C2和L2的不同值。 我從一個小電容 (1 uF) 開始，然后將 L2 的值掃描到 0.2 mH。 對于 1 MOhm 負載，只需使用 RLC 電路中的關鍵阻尼條件遵循相同的步驟即可。

經證明，L2的最佳電感值約為150-200uH。 有許多繞線電感器的直流額定電流超過?1.5A。 Vishay 的 IHV30EB150 就是一個例子。

L2 值的范圍和 10 歐姆負載的功率輸出。

過濾策略摘要

我們在這里學到了什么？ 我們從這些模擬中獲得了一些見解，并可以從中得出一些建議：

您的濾波器設計很大程度上取決于轉換器的輸出電容器值。 如果輸出電容太小，則需要并聯一個額外的電容，使截止頻率足夠小，以提供噪聲濾除。

我們只研究輸出濾波器，但將濾波器放在輸入上通常對于降低總噪聲更有效。 基本上，這就是您對全波整流器上的輸出電容器所做的事情：您試圖將穩定的直流電源饋入電源的功率轉換部分。

pi濾波器的瞬態響應存在過大的現象，可能很大。 這可以通過將電阻與電容器 C1 和 C2 串聯或調整 L2 的值以通常的方式來阻尼。

添加阻尼時，請務必將所需電阻與所用電容器的 ESR 值進行比較。 另請注意，您將減慢電路的響應速度并犧牲一些功率。

由于瞬態響應期間負載上的電流尖峰取決于 PWM 參數，因此我們還可以使用此方法來確定允許足夠低噪聲的 PWM 頻率/上升時間范圍。

進一步改進。

重新設計后，持續改善濾波器響應的最后一個選擇是在濾波器前后使用 RC 緩沖器。 這將減弱響應并補償輸出電流的紋波。 請注意這一點，因為這樣做可能會在濾波器電路的傳遞函數中添加另一個極點。 另外，前后緩沖電路可能需要不同的電容值； 輸出側通常使用稍大的電容，以確保充分降低高電壓